2024年3月8日发(作者：)

PRELIMINARY APPLICATION

AN-XXXXCT

FAN480X PFC+PWM集成控制器

一、 簡介

這篇應用指南用於幫助使用者使用FAN480X設計高效率的電源供應器，FAN480X由採用平均電流控制模式的PFC(Power Factor Correction)和PWM(Pulse Width

Modulation)兩種控制器組成，其中PFC 採用Switching

Charge 技術的乘法器可以獲得較高的功因(PF, Power

Factor)與較低的總諧波失真(THD, Total Harmonic

Distortion)，PWM可採用電流模式控制或是電壓模式控制。PWM調變控制為後緣調變(leading-Edge modulation)控制，而PFC調變控制採用前緣調變控制(trailing-Edge

modulation)，因為採用不同觸發的調變控制可以降低PFC輸出電容上的漣波電壓。FAN4801/2增加可規劃化的兩段式PFC輸出功能，使低交流輸入電壓且輕載時的系統效率能提升。

FAN480X可完全取代FAN4800、ML4800、CM6800與CM6800A，只需在周邊零件上作些許的調整。FAN480X系列的功能比較表請見附錄一。

FAN480X具有多種保護功能，其中包含PWM軟式啟動(Soft Start)、PFC過壓/欠壓(Over Voltage Protection /

Under Voltage Protection)保護、逐週期電流限制(Cycle-by-cycle current limit)，低交流輸入電壓(Brownout)等保護，確保電源與後級設備不受損壞。使用者可以利用本篇所述的方程式選擇所需的關鍵元件。圖一為FAN480X的應用線路圖，其中輸出瓦數為300W(10W由待機電源(Standby)所提供)，交流輸入電壓範圍是85 ~

264V，PFC電路輸出電壓為387V提供給後級雙晶體順向式轉換器(Dual Forward Converter)的輸入電壓。

圖一、FAN4800A應用線路圖

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二、 PFC單元

2.1 FAN480X動作原理

FAN480X的VDD電壓由待機電源中的輔助繞組所提供，當所提供給VDD的電壓高於VTH-ON，則Q1開始切換，PFC單元開始動作，使C17上的電壓開始上升到387V，使輸入電壓與電流趨近同相位，而功率因數接近1。為了避免VDD受到高頻雜訊的干擾，一般建議在VDD接腳並聯低等效串聯電阻(Low-ESR)的陶瓷電容或是電解電容落地。設定的PFC輸出電壓必須高於最高交流輸入電壓的有效值，才能達到PFC的作用，所以C17上的耐壓必須要大於最高交流輸入電壓，可由(1)式計算。

VC17>2Vin(rms_max)30%之間，而最大輸入峰值電流可以利用(3)式與(4)式計算出:

Iin(peak_max)=2PinVin(rms_min)POη(3)

(4)Pin=

因此電感最大電流與最大輸入峰值電流的關係表示如(5)式；其中Iin(peak_max)為最大輸入峰值電流，Vin(rms_min)為最小交流輸入電壓的有效值，PO為最大輸出功率瓦數，η為整體效率。

ΔI=dI×Iin(peak_max)IL(max)=Iin(peak_max)+ΔI2

(5)(1) FAN480X因為使用電壓誤差產生電流變化的轉導放大器(transconductance amplifiers)，可使補償網路為開迴路補償。也因為此迴路補償的特性，可以減少輸出分壓電阻網路上的雜訊因傳統負回授放大與迴路補償網路所造成的影響，如圖二。

PFC Output其中dI為電感電流的變化量與電感電流的比例(一般設定為20% ~ 30%)，IL(max)為電感的最大電流。

選擇電感值L1時，除了考慮電感的電流變化量之外，也受到責任週期DPFC和切換頻率fS影響；責任週期可藉由輸出電壓與輸入電壓計算出，如(6)式。因此電感值利用(7)式計算可得。

DPFC=VO_PFC−2Vin(rms_min)VO_PFCCV2R17AR17BFBPFC152.5VCV1RV1VEAgmv(6)

(7)L1=16DPFC×2Vin(rms_min)fS×ΔIC14R11

功率二極體D1與切換晶體Q1的耐壓應力(Voltage

Stress)選擇上由於受到輸出電壓的影響，所以耐壓至少選擇PFC輸出電壓的1.2倍以上來符合安規。切換晶體Q1之最大有效值耐流應力(Current Stress)可以由(8)式所獲得。切換晶體Q1與D1的最大耐流應力可以由(9)式所獲得。功率二極體D1的平均電流可由(10)式所計算出。

IQ1rms=2Iin(rms_min)2POη×Vin(rms_min)142Vin(rms_min)−23πVO_PFC142Vin(rms_min)

−23πVO_PFCΔI2圖二、輸出分壓電阻網路與電壓回授網路

因此可以利用參考電壓2.5V來設定輸出電壓的電阻分配值。故(R17A+R17B)與R11的分配值可以由(2)式計算出。對於可靠度操作來說，R17A與R17B的耐壓應力最少必須承受387V的耐壓；而避免FBPFC受到雜訊的干擾，建議在FBPFC接腳並上約470pF的電容落地。

R17A+R17BVC17=−1R112.5(8)

=(2)

IQ1peak=ID1peak=Iin(peak_max)+(9)

(10)2.2 PFC功率元件的選用

由於FAN480X的PFC操作在連續電流模式(Continuous Current Mode, CCM)，因此可以減少電感電流的變化量，也可以操作在較大的功率瓦數下，所以電感值可以藉由設定電感電流的變化量來計算，一般設定電感電流的變化量為最大輸入峰值電流的20%到© 2008 Fairchild Semiconductor Corporation

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ID1avg=IO(max)=

為了防止輸入端交流電壓的突然消失，一般在輸出電容選擇上需要加入維持時間(hold-up time)的考量，因此可由(11)式計算出輸出電容的容值。

POηPWMVO_

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PRELIMINARY APPLICATION NOTEC17≥2PO×tHLDηPWM(VO_PFC−VC17(min))22APPLICATION NOTE

(11)VRMS(LV_min)×πR41.05×π==RTOT22Vin(rms_bout)22Vin(rms_bout)

(12)其中PO為PFC所需要提供給PWM的輸出功率，tHLD為維持時間，ηPWM為PWM單元之效率，VC17(min)為在PWM部分仍然維持最大輸出功率時，PFC端輸出電容仍然能提供能量的最小輸出電壓。

由於FAN480X使用前緣/後緣觸發調變的優點，所以當PFC的功率晶體Q1截止且PWM的功率晶體導通時，PFC電感電流大部分會直接透過PWM端的變壓器提供能量給負載，輸出能量不完全由PFC輸出電容所提供，一部分由PFC電感所負擔。這樣的優點可以使PFC輸出電容的電壓漣波降低。

C3=RTOT2πf1×(R2A+R2B)×(R3+R4)

(13)1+C4=

其中f1 建議值為15Hz，f2

建議值為23Hz，RTOT 為 R2A

+ R2B + R3 + R4。

2. 步驟二：選擇R1A+R1B值來設定乘法器所需的最大輸出電流，可用(15)式計算出；建議值為6MΩ ~ 8MΩ。

R1A+R1B≥2Vin(rms_bout)×Rmul×GainmaxVGain_maxR4×RTOT(R2A+R2B)×(R3+R4)2πf2×R4(14)2.3 選擇乘法器(Gain Modulator)周邊零件

乘法器主要的目的在於產生一個控制訊號，藉由這個訊號來調變PFC的責任週期，使輸入電流追隨輸入電壓，並且使輸出電壓維持在387V。乘法器周邊零件接線圖如圖三。

BD1(15)L1D1D2RSENSER2AR2BRC1R1ACC1R1B23Gain

Modulator4Rmul

其中VGain_max=(IMO*Rmul)，Rmul為乘法器的輸出電阻，其值為5.5kΩ；乘法器最大增益(Gainmax)可查表得8.996，乘法器的最大輸出電壓(VGain_max)可查表得0.88V。

3. 步驟三：選擇偵測電流電阻(RSENSE)，由於乘法器輸出電流與輸出電阻的乘積會與輸入最大電流與偵測電流電阻的乘積相等。所以輸入最大電流(Iin(peak_max))可以由(3)式獲得，IAC在最低交流輸入電壓的電流可由(16)式計算出，因此可藉由所計算的IAC查表可得乘法器在最低交流輸入電壓的增益值(Gain)，但是注意到此時所查到的增益值所需的IAC、VRMS、FBPFC的條件，所查表獲得的增益值為VEA最大的時候，但為使乘法器的線性區能夠有效的利用，一般在設計上VEA並不會設定到最大的操作範圍，故可利用(17)式計算所需的偵測電流電阻。

IAC=2Vin(rms_bout)R1A+R1BR3C3C4R4(16)

(17)RSENSE≤圖三、乘法器周邊零件圖

為了設計最大輸出功率的PFC部分，在乘法器的周邊零件選擇上有以下步驟：

1. 步驟一：VRMS接腳所設定的被動二階濾波器是為了得到較好的總諧波失真、提高抗干擾能力與隨交流輸入電壓變化的響應速度，因此在設定VRMS腳的電阻分壓比例可參考(12)式，其中Vin(rms_bout)為最低交流輸入電壓保護(Brownout Voltage)的電壓，VRMS(LV_min)為VRMS接腳在最低交流輸入電壓保護(Brownout Voltage)的電壓，其值為1.05；而電容值C3與C4可以由(13)式與(14)式計算出。

設計偵測電流電阻除了設定乘法器的線性區之外，還加入過電流保護，內部限制-1.15V的過電流比較器，可以限定臨界電流IRs_max，因此可由(18)式計算流過偵測電流電阻上的臨界電流，可藉由臨界電流確認電感是否飽和。在偵測電流電阻到PFC ISENSE接腳間，需加上RC1與CC1所組成的濾波器，抑制雜訊所造成的誤動作，RC1建議值少於100Ω，濾波器的頻率建議設計在切換頻率的1/2 ~ 1/6。圖三中的D1與D2為了保護湧浪電流(Inrush)所造成電流突波，使IC內部動作異常，建議使用快速回復二極體(Fast Recovery Diode)或是超快速回復二極體(Ultra Fast Recovery Diode)。

IRS_max=−1.15VRSENSEVEA×Gain×IAC×RmulVEA_max×Iin(peak_max)(18)

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2.4

電流回授補償(Current Loop Compensation)

FAN480X在PFC部份有兩個迴路補償，一個為電流迴路補償，另一個為電壓迴路補償。電流迴路補償的目的是為了提供電流控制的響應速度；而電壓迴路補償的目的是為了PFC輸出電壓的穩定。

圖四為PFC電流控制迴路的補償示意圖，其方式為當Imo電流命令改變時，則責任週期D也會隨之改變，使責任週期的改變現象即時反應在Isense上。電流回授補償的目的使電流波形能追隨輸入電流120Hz的波形，這意味著電流回授補償的頻寬必須夠寬，使響應速度夠快，但因為要減少電流波形上的Switching ripple，又使頻寬必須小於切換頻率，因此建議頻寬設計在切換頻率fS的1/6 ~ 1/10之間。

RSENSE×VO_PFC⎤⎡GPWM_Boost_fc_LG=−⎢20log⎥2πfC×Lboost×VRAMP⎦⎣GPWM_boost_fC_LG(21)RI1=1020Gmi(22)

圖五、電流回授系統之波德圖

為了衰減系統頻率響應的高頻雜訊與增加頻寬，因此在電流迴路補償上必須增加一個零點頻率fZ與極點頻率fP，一般建議交越頻率fC設計在切換頻率fS的1/6 ~

1/10之間，零點頻率fZ建議設計在交越頻率fC的1/10倍附近，交越頻率fC提供升壓轉換器迴路增益的頻寬，使用者可以視系統適當的調整零點頻率fZ與fP極點頻率，使系統穩定；fP極點頻率建議設計在交越頻率fC的10倍附近，故可利用(23)與(24)式計算出所需的CI1與CI2。

圖四、電流迴授補償示意圖

對升壓型轉換器而言，電流控制命令對輸入電流的轉移函數在零點存在著一個極點，此一極點主要由升壓電感阻抗ωLboost與偵測電阻RSENSE所造成的。因此電流控制命令對輸入電流的轉移函數方程式如(19)式。

VO_PFC×RSENSEVSENSE=VIEAVRAMP×2πfS×LboostCI2=12πfZ×RGMfZ=fC10

(23)CI1=12πfP×RGM(19)fP=10fC

(24)

因此電流控制模式下的系統頻率響應增益(GPWM_BOOST)如(20)式，其中VRAMP為2.55V

GPWM_BOOST=VO_PFC×RSENSEVRAMP×2πfS×Lboost2.5電壓迴路補償(Voltage Loop Compensation)

電壓迴授補償的方式類似電流迴授補償的方式，電壓迴授補償目的在使PFC輸出電壓穩定，因此必須降低輸出電壓上的120Hz ripple，這意味著電壓迴路補償的頻寬必須要夠小，但頻寬的減少會使輸出動態響應的速度降低，一般建議頻寬控制在輸入交流頻率的一半以下(建議10Hz ~ 30Hz)，以減少輸出電容上因為輸入交流頻率的二次諧波成分所產成的漣波電壓，故在電壓迴路補償中加入一個極點fVP，以降低輸入電流的失真；圖六為PFC電壓控制迴路的補償示意圖，圖七為電壓控制迴路所繪出的波德圖，其中GVL_Boost為升壓轉換器電壓迴路的系統頻率響應曲線，GEA_Boost_fc為電壓誤差放大器的補償器頻率響應曲線，GVL_Close為升壓轉換器電壓迴路增益的頻率響應曲線。

(20)

圖五為電流控制迴路之波德圖，其中GPWM_Boost為升壓轉換器電流迴路的系統頻率響應曲線，GPWM_Boost_fc為電流誤差放大器的補償器頻率響應曲線，GClose為升壓轉換器電流迴路增益的頻率響應曲線。

從升壓轉換器電流迴路的系統頻率響應曲線中可以找出在交越頻率點(crossover frequency-fC)的增益，為了將此增益點補償為零，因此在電流誤差放大器的交越頻率點所補償的增益必須與系統頻率響應在交越頻率點的增益相互抵銷，使升壓轉換器電流迴路增益在交越頻率點的增益為零(0dB)，如(21)式，故可利用(22)式計算出Rl1值，其中Gmi為電流誤差放大器的轉導值。

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IIN_Average×GVL_Boost_fC=12πfC×CBulkΔVEAfC=fline2

(27)

GVD=−20log(GVL_Boost_fC×GVD)[]

(28)

GVD=RF2RF1+RF2

(29)

圖六、電壓迴授補償示意圖

RV1=10fEA_Boost_fC_LG20fVZGEA_BoostfVCGEA_SH

為了衰減輸出電容上交流頻率的二次諧波成分所造成的漣波電壓與增加頻寬，因此在補償迴路上必須增加一個零點頻率fVZ與極點頻率fVP，而一般零點頻率fVZ建議設計在交越頻率fC的1/10倍附近，故可利用(31)式計算出所需的CV2。

CV2=12πfVZ×RV1fGmV(30)

1Hz20*log(GVL_Boost

*GVD)10HzGVL_Close100HzFrequency(Hz)VZ=fC10

(31)圖七、電壓回授系統之波德圖

對升壓型轉換器而言，電壓控制模式下系統頻率響應的增益(GVL_BOOST)如(25)式，其中ΔVEA為VEA電壓的可用範圍，其值為VEAH－VEAL(5.8V－0.7V)，IIN_Average如(26)式。

IIN_Average×GVL_Boost=12πfS×CBulkΔVEA(25)

(26)

IIN_Average=

從升壓轉換器電壓迴路的系統頻率響應曲線中可以找出在交越頻率點(crossover frequency-fVC)的增益GVL_Boost_fc，如(27)式，其中交越頻率設定為兩倍輸入交流頻率的1/6 ~ 1/10倍(fVC

= 2fline/6 ~ 2fline/10)，為了將交越頻率fVC的增益補償為零，因此在電壓誤差放大器的交越頻率點所補償的增益必須與系統頻率響應在交越頻率點的增益相互抵銷，使升壓轉換器電壓迴路增益的交越頻率點增益為零（0dB），如(28)式，其中GVL_Boost_fc為開迴路在交越頻率點的增益， GVD為輸出分壓電組的電壓增益，如(29)式，故可利用(30)式計算出Rl1值，其中GmV為電壓誤差放大器的增益。

POη×VO_PFC fP極點頻率的設計與輸出電容上二次諧波的漣波電壓有關，故可利用(32)~(37)式計算出所需的CV1，其中，(32)式為輸出電容在輸入交流頻率的阻抗，(33)式為輸出電容上二次諧波的漣波電壓，(34)式為輸出電容的漣波電壓對電壓誤差放大器所造成的增益，式中THD為二次諧波成分的百分比，(35)式為輸出分壓電組對電壓誤差放大器所造成的增益，(36)式為電壓誤差放大器抑制漣波電壓所需的阻抗，其中GmV為電壓誤差放大器的轉導值。CV1的值會影響系統二次諧波之外還會影響系統的響應速度，若CV1取太大則會抑制系統二次諧波成分，但隨之而來的是頻率響應的頻寬減少，易使系統頻率響應速度過慢；反之取太小，則VEA上二次諧波成分太多，進入乘法器影響電流命令，造成輸入電流波型失真。

ZCBulk=11=ωCBulk2π×2×fline×CBulk

(32)(33)(34)VBulk_SH=IIN_Average×ZCBulK

GVD_EA=ΔVEA×THDVBulk_SHGVD_EAGVD

GEA_SH=(35)

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ZEA_SH=(36)

(37)三、 PWM 單元

3.1 軟式啟動(Soft-Start)

FAN480X內建軟式啟動(Soft-Start)的功能，來避免開機時輸出電壓過衝的現象，同時也避免PFC端發生過電流的現象。軟啟動的動作為當VFBPFC

> 2.4V時，ISS會開始對CSS充電，當VSS充電至1.5V時，OPWM訊號開始輸出，可藉由設定VSS充電至1.5V的延遲時間tDELAY來決定CSS電容值，如(39)式，一般延遲時間設定約在10ms，若延遲時間設定太小(CSS電容值太小)則對於輸出電壓會有負斜率的現象，且在測試電容性負載時會由於過電流保護，造成輸出電壓無法建立。而延遲時間若設定過大，則輸出電壓的上升時間會過長，且造成負斜率的上升波形。

CSS=tSS×ISS1.5VCV1=12π×2×fline×ZEA_SH

2.6

兩段式PFC輸出功能(Two Level PFC output)

為了提升低交流輸入電壓且輕載時的系統效率，FAN4801/2提供可規劃化的兩段式PFC輸出功能；利用系統在低輸入電壓且輕載時，降低PFC的輸出電壓，以減少系統的切換損失，提升系統效率。

如圖八所示，VEA接腳與VRMS接腳內部會偵測系統是否在低交流輸入電壓且輕載的狀況，當在此狀況時，在FBPFC接腳會產生20μA的電流流過RF2電阻，使FBPFC的參考電壓上升，降低PFC的輸出電壓，所以

兩段式PFC輸出電壓可由(38)式計算出:

R+RF2×(2.5-20μA×RF2)PFC_output≈F1RF2(39)

舉例來說：假設兩段式PFC輸出電壓為300V，而典型值為387V，設定RF2為28KΩ，從(38)式可知RF1為4.3MΩ。兩段式PFC輸出電壓建議設定在340V ~ 300V的範圍之間。

PFC OutputVDDVEA16(38)3.2 設定切換頻率

FAN480X之PFC端的切換頻率fS_PFC與PWM端的切換頻率fS_PWM可藉由外部的CT與RT來設定，可參考(40)式。注意FAN4802之PFC端的切換頻率fS_PFC與PWM端的切換頻率fS_PWM為1：2，在使用時要特別注意。

fS_PFC=fS_PWM=1(kHz)4(0.51×RT×CT+CT×240)(40)RF1FBPFC1520µA2.5Vgmv舉例來說使用RT =7.75kΩ，CT=1nF，可得切換頻率為55kHz。

RF23.3 電壓控制模式(Voltage Mode)

電壓控制模式，以FBPWM上的回授電壓VFB與PWM RAMP的三角波作比較後調整切換開關上的責任週期D，若將PWM RAMP的三角波改成由PFC輸出電容上的漣波電壓，則責任週期D會隨輸入端的漣波電壓改變而改變，使負載端的漣波電壓上交流頻率漣波可以降低。如圖十一或附錄一的圖二十九，其中VC可以接VREF，也可以接PFC輸出電容上的漣波電壓VBulk_peak，如(42)，因此可利用(41)式計算出所需要RRAMP，其中CC的值一般設定470pF ~ 1000pF，VA的值一般設定2 ~

5V，σ(MAX)為FAN480X的最大責任週期0.5。

RRAMP=D(max)CRAMP×fS×ln(VBulk_peak=VO_PFC

+1⎡22⎤+I(Z)ESR(C)INAverageBulkBulk_⎥2⎢⎣⎦VC)VC+VA

RangeVRMS4

圖八、兩段式PFC輸出功能

2.7

低交流輸入電壓保護(Brown-out Protection)

FAN4801/2內建低交流輸入電壓保護，如圖九所式， VRMS接腳會偵測交流輸入電壓的狀態，當VRMS接腳上的電壓低於1V時，則立即將OPFC的訊號停止，立即保護系統。

(41)(42)此控制模式會因輸入電壓改變時才會造成輸出電壓變動，因此其動態響應速度較慢。

圖九、低交流輸入電壓保護功能

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圖十、PWM 單元線路圖

VcRRAMP300PWM RAMPVREFIEC

81.5VCRAMPRAVFBRBFBPWM6VAVAVFBVB圖十二、PWM電流控制模式

而PWM部分也加入過電流保護功能，因此當PWM偵測電流電祖上的電壓超過1V時，會停止OPWM訊號，達到過電流保護的功能。

圖十一、PWM電壓控制模式

3.5 變壓器設計(Transformer Design)

變壓器的設計，首先可以利用(43)式來挑選所需要的鐵心與繞線架，其中Ae為鐵心有效磁通面積，Aw為繞線架有效繞線面積，ΔB為磁通變化量一般設定0.2T

~ 0.3T，Dcma為電流密度一般設定300 ~ 500A/cm2；再利用(44)式與(45)式計算所需的初級側圈數與次級側的圈數，其中VDCmin為PWM的最低輸入電壓。

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3.4 電流控制模式(Current Mode)

電流控制模式，以FBPWM上的回授電壓VFB直接控制開關電流命令的峰值，以調整責任週期D的變化，如圖十二或附錄一的圖三十，這種直接控制電流的方式可以獲得較快的動態響應速度，但伴隨著在開關切換時所造成的切換雜訊也會影響責任週期D的變化。

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⎡2.92×PO×Dcma×D⎤AP=Aw×Ae≥⎢⎥(cm4)η×ΔB×fS⎢⎥⎣⎦

NP,minVDCmin×Dcma=×106Ae×fS×ΔBVO(n)+VF(n)VDCmin(43)壓可參考(46)式，耐流可參考(47)式。輸出整流二極體的耐壓與耐流可參考(48)式，其中輸出整流二極體的耐流要考慮順向導通時的電流IDF與飛輪時所承受的電流IDFM，最大峰值電流IDF(peak)，其中ΔILo(n)為各組輸出電感上的電流漣波如(49)式。

VDS_Q2=VDS_Q3=VD4=VD5>VO_PFC×1.2(44)

(45)

×NP(46)NS(n)=

變壓器可採用三明治繞法，因此變壓器示意圖參考圖十三，繞線層面可參考圖十四。，其中NP1與NP2為一次側繞組，NS(n)為二次繞組，二次側繞組可以採用疊繞方式，因此可以有效利用繞線窗的面積，Magin Tape為絕緣層。

×DcmaIDS_Q2(rms)=IDS_Q3(rms)≥ID4(rms)=ID5(rms)≥POηPWM×VO_PFC×DmaxPO(47)ηPWM×VO_PFC×1-DmaxNP+VO(n)NS(n)VDF≥VO_PFC×IDF≥Iout(n)×DmaxIDFM≥Iout(n)×(1−Dmax)IDF(peak)≥Iout(n)+ΔILo2(48)

ΔILO(n)=dILO(n)×Iout(n)

(49)3.7 輸出電壓補償線路

圖十三、變壓器示意圖

由圖十五輸出電壓補償線路，輸出電壓VO經由分壓電組R1與R2所產生的電壓，會與TL431所提供的參考電壓做比較，比較後會將電壓差給放大成電流ID，透過光耦合器將一次側與二次側訊號隔離，並將ID轉換成IEC，將輸出的動態響應反應到一次側的責任週期上。RF與CF組成一個極點一個零點的補償器，可以補償原本輸出電容與負載所造成的極點與輸出電容與輸出電容的ESR所造成的零點。而RA與RB可調整回授響應速度與補償器的頻寬，同時也會影響IEC的電流大小；若響應速度過快時，會造成輸出電壓過衝的現象發生，此時應適時的調整RA與RB的阻抗匹配。

圖十四、變壓器繞線層面

3.6 PWM功率元件的選用

由於雙晶體順向轉換器的的特性，兩個功率晶體會同時導通與截止，在功率晶體導通時，能量透過一次側繞組傳遞到二次側，使能量得以傳送至負載端；在功率晶體截止時，一次側繞組極性反轉，此時D4與D5會導通，因此存在在變壓器的洩磁能量得以釋能。由於D4與D5的作用使得功率晶體上的跨壓最高不會超過PFC輸出電壓。故功率晶體、洩磁二極體D4與D5的耐© 2008 Fairchild Semiconductor Corporation

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圖十五、輸出電壓補償線路

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四、 設計實例

以下提供一個設計實例，其中轉換器所訂定的電器規範如下：

Vout1

= 12V

輸出電壓1

Iout1

= 16.5A

輸出電流1

Vout2

= 5V

輸出電壓2

Iout2

= 9A

輸出電流2

Vout3

= 3.3V

輸出電壓3

Iout3

= 13.5A

輸出電流3

Vout4

= －12V 輸出電壓4

Iout4

= 0.8A

輸出電流4

PO

≒ 300W 總輸出瓦數

Vin_rms(min)

= 85V

最低交流輸入電壓

Vin_rms(min)

= 264V

最高交流輸入電壓

η = 0.8

整機效率

ηPWM

= 0.9

PWM單元之效率

tHLD

= 20ms

維持時間

dI = 20%

PFC電感上的電流連波量

fline

= 60Hz

交流電壓之頻率

fS

= 64KHz

切換頻率

VO_PFC

= 387V

PFC輸出電壓

Vin(rms_bout)

= 75V

低電壓保護點(Brownout)的電壓

THD = 4%

總諧波失真量

ΔB = 0.27T

變壓器磁通變化量

Dcma

= 400C-m/A

電流密度

Dmax

= 0.35

PWM的最大責任週期

dILo1

= 10%

12V輸出電感上的電流漣波量

dI Lo2

= 20%

5V輸出電感上的電流漣波量

以下為FAN4800A相關參數：

VRMS(LV_min)

= 1.05V

VRMS接腳在最低輸入電壓時的電壓

Rmul

= 5.5KΩ

乘法器輸出電阻

Gainmax

= 8.996

乘法器最大增益

VGain_max

= 0.88V

乘法器的最大輸出電壓

VEA_max

= 6V

VEA最大輸出電壓

VRAMP

= 2.55V

三角波最大電壓

VEAH

= 5.8V

VEA最高電壓

VEAL

= 0.7V

VEA最低電壓

Gmi

= 85

電流誤差放大器的轉導值

GmV

= 60

電壓誤差放大器的轉導值

ISS

= 10μA

SS接腳之電流

σmax

= 0.5

PWM最大限制責任週期

以下將步驟式設計週邊零件：

將設定的頻率fS

= 65KHz與CT

= 1nF，代入(40)式，可求出所需的RT

= 6.2KΩ，一般CT的選擇上建議值為470pF ~ 1nF，避免所產生的三角波斜率過於陡峭或過平緩，造成責任週期D的損失。

選擇R11為13KΩ，可由(2)式計算所需的R17A+R17B

=

1999KΩ，故選擇R17A

= R17B

= 1MΩ，一般在R11的選擇建議值為KΩ以上，R17A與R17B的選擇建議值為百KΩ以上，避免效率上的損失。

步驟二、選擇PFC功率元件

由(3)式與(4)式可知Iin(peak_max)

= 6.24A，在將所設定的dI = 20%代入(5)式可得IL

= 6.863A，由(6)式可知DPFC為0.69，所以可由(7)式將所需要的PFC電感量計算可得L1

= 1.022mH，選用1mH。

PFC的MOSFET與Diode可由(8)式、(9)式與(10)式計算出所需的耐流IQ1rms

= 3.79A、IQ1peak

= 6.86A與ID1avg

= 0.957A，耐壓也必須選擇大於所設定的PFC輸出電壓值VQ1

= VD1

> 387V，因此可以利用附錄一的表格九選擇所需的MOSFET與Diode，選用SPW16N50C3 (VDS

=

560V,ID

= 16A,RDS(on)

= 0.28Ω)的MOSFET，與BYC10600 (VRV

= 600V,IF(AV)

= 10A,trr

< 19nS) Diode。

PFC的輸出電容可以藉由(11)式將所需要的容值為248μF，選用270μF。

步驟三、選擇乘法器周邊元件

首先找出設定VRMS接腳電壓的相關電阻值，選擇R4

= 36KΩ，可由(12)式得RTOT為2315KΩ，故選用R2A

=

R2A

= 1MΩ，R3

= 200KΩ，可在利用(13)式與(14)式計算所需的C3

= 0.05uF與C4

= 0.221uF，選用C3

= 47nF與C4

=

220nF。

設定乘法器最大輸出電流，可由(15)式求出所需的R1A

+ R1B

= 5964KΩ，選擇R1A

= R1B

= 3MΩ。由(16)式可知IAC為17.68μA，將乘法器之VEA設定為4.5V，代入(17)式可知RSENSE

< 0.111Ω，選用0.1Ω/3W。

步驟四、選擇電流回授補償值

設定fC

= 7KHz，並且設定在最低交流輸入電壓時的電感量為所設計感量的一半，避免電感飽和，由(21)式與(22)式可求出Ri為17KΩ，選用20KΩ。

設定fZ

= 2.5KHz，由(23)式可求出CI2為0.11nF，選用0.1nF。

設定fP

= 70KHz，由(24)式可求出CI1為3.1nF，選用3.3nF。

步驟五、選擇電壓回授補償值

由(26)式與(29)式可知IIN_Average

= 0.969A與GVD

=

0.00646，設定fc = 22Hz，所以(27)式GVL_Boost_fc

=

5.042，(28)式GEA_Boost_fc_LG

= 29.662，故由(30)式可知所需的RV1為506KΩ，選用510KΩ。設定fvz

= 5Hz，由(31)式可知所需的CV2為0.062uF，選用68nF。由(32)式可知ZCbulk

= 4.91moh，代入(33)式可知Vbulk_SH

= 4.76V，將THD設定為4%，並將其他已知代入(34)式與(35)式可知

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步驟一、設定頻率與PFC輸出分壓電阻

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GVD_EA

= 0.0428與GEA_SH

= 6.636，再代入(36)式與(37)式可知所需求的CV1

= 0.011μF，選用10nF。

步驟六、設定軟式啟動時間與設定PWM電壓控制模式

設定軟啟動時間tSS

= 10ms，由(38)式可知CSS

=

0.066μF，選用0.068μF。

若PWM採用電壓控制模式，則設定Vc = VREF

= 7.5V，VA

= 3V，CRAMP

= 1000pF，代入(41)式可知所需的RRAMP

= 22.86KΩ，選用22kΩ。

由(48)式可知輸出12V的整流二極體的耐壓VDF

≧ 48.6V與耐流IDF

= 5.775A,IDFM

= 10.73A，IDF(peak)

= 17.33A，選用耐流20A耐壓60V的STPS20L60CT；5V的整流二極體的耐壓VDF

≧ 21.29V與耐流IDF

= 3.15A,IDFM

= 5.85A，IDF(peak)

= 10.8A，選用耐流60A耐壓45V的STPS60L45CW；3.3V的整流二極體的耐壓VDF

≧

14.73V與耐流IDF

= 4.725A,IDFM

= 8.78A，IDF(peak)

=

13.5A，選用耐流60A耐壓45V的STPS60L45CW。

步驟九、3.3V輸出線路與－12V輸出線路

3.3V的輸出電壓，可以利用磁放大器線路來實現，而－12V的輸出電壓可以利用耦合電感來實現，因此可參考圖十八。

步驟七、設計變壓器

由(43)式可知AP

= 1.3629cm4，選用ERL35的鐵心Ae

= 1.07cm2與繞線架AW

= 1.527cm2。由(44)式可求出所需的一次側圈數NP

= 72.1圈，選用74圈。設定12V與5V輸出二極體的壓降為VF1

= 0.7V，由(45)式可知NS1

= 7圈，NS2

= 3圈。變壓器使用三明治繞法，二次側採用疊繞方式，將NS3與NS1疊繞在NS2上，因此NS-12V

= 4圈，NS-5V

= 3圈，NP1

= 37圈，NP2

= 37圈，如下圖十六，變壓器繞線層面如圖十七。

圖十六、變壓器示意圖

Mylar Tape3mmMylar Tape3mmNp2NS-12VNS-5VNp1BOBBIN-ERL35圖十七、變壓器繞線層面

圖十八、3.3V磁放大器線路與－12V輸出線路

4.1 取代CM6800/A、ML4800與FAN4800的方式

由於FAN480X與CM6800/A、ML4800與FAN4800接腳完全相同，但由於內部電路的些許不同，因此僅需要些許的修改，便可以完全取代，修改與注意的部分如下:

1.修改R1A+R1B，由於FAN480X的乘法器參數的改變，因此在IAC接腳外的R1A+R1B電阻必須改變，以本篇的範例來說，若要取代則需將R1A+R1B電阻改變為6MΩ ~ 8MΩ之間。

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步驟八、選擇PWM功率元件

由(46)式與(47)式可知功率晶體與洩磁二極體的耐壓至少要大於PFC的輸出電壓387V的1.2倍，功率晶體耐流要大於1.46A，洩磁二極體要大於1.07A，因此選用IRF840 (VDS

= 500V,ID

= 8A,RDS(on)

= 0.85Ω)的MOSFET與FR157 (VRV

= 1000V,IF

= 1.5A) 的Diode。

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2.修改CSS電容，由於FAN480X的ISS為原來的一半，因此在CSS電容的容值需要修正為原來的一半。

3.修改RT電阻，FAN480X內部振盪產生器的除頻為原來的四分之一，因此在設定切換頻率上需要調整RT電阻為原來的四分之一。

接腳的電壓在滿載時需在4.5V左右，且VEA上的漣波電壓至少要小於400mV。

5. 在85V ~ 264V交流輸入電壓的應用設計時，VRMS接腳的電壓在交流輸入電壓85V時需為1.224V且頻寬設定為15Hz與23Hz。

五、應用線路

應用範圍 輸出瓦數 交流輸入電壓範圍

輸出電壓/輸出電流

12V/16.5A；5V/9A；3.3V/13.5A；5V/2AATX 300W 85~264VAC

5.1 特色